QRPGuys Z Tuner（１）SWR測定ブリッジ回路の検討

QRPGuys Z Tunerの概要

運用周波数帯域が異なるFT8とCWを短縮アンテナを用いて運用するために、”QRPGuys 40m-10m Multi Z Tuner”の製作に着手しました。外観と回路図を下記に示します。

QRPGuys 40m-10m Multi Z Tunerの外観（組立マニュアルより）

QRPGuys 40m-10m Multi Z Tunerの回路図（組立マニュアルより）

回路は、SWR測定ブリッジ部とTuner部から構成されています。

SWR測定ブリッジ

SWR測定ブリッジはアンテナのインピーダンス不整合時にLEDが点灯し、SWRに比例して明度が変化し、整合時に消灯する仕組みです。

Tuneモードではトランシーバ終段の負荷はSWR測定ブリッジになるため、終段を保護する役割も果たします。アンテナのインピーダンスを抵抗Rxに見立てて、電圧反射係数とSWRを試算した結果を下記に示します。

アンテナ・インピーダンスによる電力反射係数とSWRの変化

ブリッジを構成する抵抗が51Ωのため多少の誤差は出ますが、アンテナ・インピーダンスが50Ωの時に電圧反射係数はゼロ、VSWRは1.0になります。

アンテナ・インピーダンスが10Ωに低下してもブリッジの合成インピーダンスは38Ωに抑えられ、VSWRは約1.3までしか増加しません。「短絡」しても合成インピーダンスは34Ωに抑えられ、VSWRは約1.5までしか増加しません。

アンテナ・インピーダンス増加の影響はもっと緩やかです。100Ωに上昇してもブリッジの合成インピーダンスは61Ωに抑えられ、VSWRは約1.2までしか増加しません。アンテナ付け忘れの「解放」でも合成インピーダンスは102Ωに抑えられ、VSWRは約2.0までしか増加しません。これがブリッジのVSWR最大値になります。

LTspiceシミュレーション

SWR検出回路にもトロイダル・コア（FT37-43）が搭載され、巻き数比５：２０のコイルを巻いて、中間タップにアンテナ負荷を接続しています。その役割は検出感度の増感、すなわち高周波電圧の不平衡差分の増幅にあると考え、LTspiceで確認しました。

アンテナ・インピーダンスに対する感度

アンテナ・インピーダンスに見立てた抵抗Rxの値を25Ω、37.5Ω、50Ω、75Ω、100Ωとステップ変化させて、LEDを点灯させるコンデンサC1のチャージ電圧（タグC1_2～C1_1間の電圧）をシミュレーションしました。7MHz給電電圧は振幅10Vとしました。電力は1Wの想定です。

アンテナ・インピーダンスに対する感度

電力送出から3～5ms程度でコンデンサC1への充電は完了し、過渡応答は収束します。スタートの25Ωで2.2V弱、ここから整合を進めたつもりの37.5Ωで1.4V程度に低下し、整合させたつもりの50Ωで0VになりLEDは消灯します。逆方向に不整合させたつもりの75Ωで約1.7Vに上昇し、100Ωで2.2V強に戻りました。LEDがSWRインジケータとして働くことが確認できました。

37.5Ωと75Ωでは、コンデンサC1の充電が間に合わずにノコ波状の脈動が見られます。この周期を肉眼で感知することはできないと思いますが、整合付近では周期が伸びて僅かな点滅が発生するかもしれません。

トロイダル・コイルの誘起電圧

コイルに一方向の高周波電流が流れるだけなら、巻き数比（５：２０）の二乗に比例した高周波電圧が誘起されると思います。しかし、ブリッジの電圧差は中間タップから左のL1（5回巻き）に印加されるため、整流ダイオードにつながる右のL2（20回巻き）に誘起される電圧がどうなるかは当局の理解を超えます。そこで、LTspiceシミュレーションで確認した結果を下記に示します。

SWR測定ブリッジのトロイダル・コイルの誘起電圧

7MHzの高周波電圧のため、塗り絵になってしまいました。緑がインピーダンス不整合によってブリッジに発生した電圧差であるL1電圧（タグANT～C1_1間の電圧）で、±0.8Vの正弦波電圧になっています。一方、赤が右のL2電圧（タグANT～C1_2間の電圧）で、プラス側が約6V、マイナス側が約-3.1Vの非対称な交流電圧になっています。巻き数比の二乗（１：１６）の関係は単純には電圧比に反映されていないようです。

C1の充電が完了した平衡状態での交流信号を拡大した結果を下記に示します。

SWR測定ブリッジのトロイダル・コイルの誘起電圧（時間軸拡大）

L2電圧のプラス側は対称な半波になっているように見えますが、マイナス側は歪んでいます。プラス側はダイオードD2に電流が流れない方向の誘起電圧と思います。

マイナス側の約3.1VがダイオードD2のアノードに印加される最大電圧で、ダイオードD2（1N4148）の電圧降下を0.6Vとすると、C1_2の最大電圧は2.5Vと推定されます。L1の電圧も考える必要がありますが、L2電圧とL1電圧の位相はずれていてL2が-3.1Vの時にL1は-0.4Vのため、C1に印加される最大充電電圧は2.1V（= 3.1 - 0.6 - 0.4）と推定されます。

シミュレーション結果はLEDを駆動するC1電圧＝2.2V弱（黄色）を示しているため、このロジックで合っているのではないかと思います。マイナス側のL2電圧が歪んでいるのは、LED駆動で電流を消費したC1の満充電まで電流を取られるためと推定しています。

トロイダル・コイルの巻き数の感度

トロイダル・コイルFT37-43は設計値の25回巻きで内周は満杯になります。さらに増感しようと重ね巻きをするとネジ止めが不可になります。そこで、10回巻き（５：５）に減らして感度がどこまで下がるかをシミュレーションしました。

SWR測定ブリッジのトロイダル・コイルの巻き数変更時の誘起電圧

巻き数の二乗比は１：１６から１：１に変更したことになるため、ダイオードD2のアノードに印加されるL2電圧（図中の赤）のマイナス側は-3.1Vの16分の1の-0.2Vになるはずです。シミュレーション結果では、立ち上がりの過渡応答こそ大きな電圧が生じていますが、線形ロジックで予想した通りの-0.2Vに収束しています。プラス側は6Vから0.375Vになると予想されますが、0.3V程度になっていることは確認できます。

C1の充電が完了した平衡状態での交流信号を拡大した結果を下記に示します。

SWR測定ブリッジのトロイダル・コイルの巻き数変更時の誘起電圧（時間軸拡大）

予想外のことですが、L2電圧の周波数が7MHzではなくなっています。4倍の28MHzほででしょうか。さらに複雑なことに、振幅は7MHzで変調されているように見えます。反射電圧と混合して、ミキサのような挙動を示しているのでしょうか。

L2電圧の挙動が複雑なため、C1に印加される最大充電電圧の推定は難しいのですが、シミュレーション結果は五分の一の0.4V強に収束しています。LEDが明るすぎる場合にはL2の巻き数を減らせば良いことが確認できました。

Penntek TR-35（０）調査

The WA3RNC Online Store

WA3RNC局John Dillonさんが主宰するThe WA3RNC Online Storeにて、興味深いCW QRPトランシーバキットPenntek TRシリーズが販売されています。

拠点がPennsylvaniaにあることから、Penntekというブランド名あるいは会社名はPennsylvania Technologiesから取っているのではないかと推測しています。

Online Storeには下記3機種が掲載されていますが、現時点で販売中なのはTR-35のみとなっています。TR-25はTR-35の前身で製造中止、TR-45Lは販売準備中です。

TR-45Lの大型アナログメータはWeb上でも人気があり話題になっています。ディジタル全盛時代に魅力的なデザインと思います。

TR-35は移動用ということで、搭載する4バンドの中に波長が短い17mが入っています。TR-45Lは固定局用ということで、17mが外れて80-75mが入っています。4バンドという制約はLPFのフットプリントに起因していると思われます。

追記（2022/06/16）

TR-45Lは5バンド（80-75m、40m、30m、20m、17m）に設計変更された模様です。

Penntek TR-35

過去に組み立てた、あるいは調査したQRPトランシーバ（QCX-mini、AFP-FSK、RS-HFIQ）とTR-35を、当局の薄学に基づき比較してみました。回路図や組立マニュアルはOnline Storeからダウンロードできます。

TR-35はポータブル筐体にも係わらず、4バンド（40/30/20/17m）を搭載していることが際立っています。一般的に、LPFのトロイダルコアが大きなフットプリントを占めるため、多バンド化が困難になるからです。

LPF

特徴的なLPFはコイル4段x2式（40-30m用、20-17m用）の構成です。ただし、最終段コイルL26は全バンド共用です。さらに、各コイルが並列コンデンサを備えた楕円関数フィルタ（共振回路の極を利用してカットオフ周波数付近の減衰特性を急峻にするフィル タ）の構成です。すなわち、ウェーブトラップが3段x2式+1＝7組搭載可能な構成です。ポータブルでこのように奢ったLPFは初めて見ました。

TR-35のLPF

終段はB級なので、強度の大きな高調波が発生すると思われます。40-30m用LPF（図中の青）は、10MHzは通過させるが14MHzは遮断する必要があります。20-17m用LPF（図中の赤）は、18MHzは通過させるが28MHzは遮断する必要があります。これらの要請から、急峻なフィルタ特性が必要になったものと思われます。機会が有れば、LTspiceでフィルタ特性を調べてみたいと思います。

なお、キットを選択してもコイルは予め線材をコアに巻いた状態で供給されるようです。QCXのように調整測定機能を備えていない代わりに、再現性や調整がクリティカルな部分は予め調整して供給されるようです。SMD部品も実装済みです。

BPF

受信部のBPFはバンド毎に備えています。RS-HFIQのBPF回路網とよく似た構成になっていて、FETスイッチでPINダイオードに電位差を印可してRF的にActiveな回路を切り替える方式です。フットプリントが大きくなるリレーは搭載していません。

TR-35のBPF

RS-HFIQのBPFより素子数は多く、可変コンデンサを搭載しており、通過帯域を微調整可能になっているようです。おそらくSMD搭載済み、調整済みで提供されると思います。

RF Gain調整用の可変抵抗がBPFの入力に設けられています。この可変抵抗は全面パネルから独立したノブによってアクセス可能で、下記のUI訴求ポイントの１つになっています。

復調回路

復調回路は、AFP-FSKと同じSA612（ギルバートセルによるモノシリック Double-balanced mixer and oscillator）アナログICを採用しています。ただし、IF用とBFO用に2式搭載しています。

TR-35の復調回路

前段のIF mixerと後段のBFO mixerの間に4段の水晶ラダーフィルタ（図中の緑）を入れてイメージを抑圧しています。水晶ラダーフィルタのコンデンサの接地回路にトランジスタスイッチを入れて、通過帯域のNarrow/Wideを切り替える工夫があります。QSDダウンコンバータを用いるQCXとは異なるアナログ方式のため、比較の興味を駆り立てられます。

後段のBFO mixer入力から前段のIF mixer入力にAGC（図中の青）を掛けられるようになっています。イヤホンやヘッドホンによる運用ではAGCがあると安心です。

UI（User Interface）

TR-35の訴求ポイントは「全ての機能にノブとスイッチを用意した操作性」となっています。ノブによって直接調整可能な項目は、Keyer速度、TXパワー、RXゲイン、ボリューム、そしてチューニングです。サイドトーンのボリュームは基板上で予め調整する必要があるようです。

チューニング用の光学式エンコーダは回転スイッチ式ではなく、連続回転するタイプのようです。写真で見ると小型な部品に見えますが、是非触ってみたいものです。

参考資料

TR-35は新しいモデルのため、まだレビューは少ないようです。AE5X局が「Thoughts on the Penntek TR-35 QRP transceiver kit」という題名のレビューを2022/3/10にブログに掲載しています。自身で購入した上でのレビューですので、良い点、悪い点を述べた公平な内容になっていると思います。

ARRL QST誌（December 2021）に「WA3RNC TR-25 40/20-Meter CW Transceiver Kit」という題名で、前身のTR-25のProduct Reviewが掲載されています。ラボでの性能評価結果も掲載されているため、参考になるかと思います。Online StoreにPDFへのリンクがあります。

補記：注文方法

注文方法を調べてみました。支払いはPayPal、郵送オプションはちょっと心配になるUSPS一択でした。ところが、国名リストをプルダウンしても「US」しか出てきません。何の注意書きもありませんが、北米国内販売しか想定していないようです。

問い合わせフォームがありましたので「日本からTR-35を注文できますか？」と聞いてみました。直ぐにJohnさんから返信がありました。「 以前、TR-35をFedEXで日本に発送しました。Webサイトから直接注文することはできません。 日本の住所を連絡してくれれば、TR-35とFedExの見積もりをメールで返信します。 見積もりに了解なら、Paypal請求書を送ります。」とのこと。既に日本からTR-35を注文した方がおられるようです。

AFP-FSK Transceiver（５）LPFのトランジェント解析

AC解析によってLPFの性能は検討できますが、LPFに入力される高調波の強度が不明なため、スプリアス規格を満たすかどうかまでは分かりません。そこで、LPFと共に電力増幅回路をLTspice回路図に組込み、トランジェント解析を試みました。

LPFのLTspiceトランジェント解析モデル

LPFのトランジェント解析モデル（40mの例）

LOのSi5351A（購入機はMS5351M）の出力はそのままコネクタ経由で基板上を引き回されているため、浮遊容量等により矩形パルスがダンピング変形していると思いますが、緩衝増幅や励振増幅の役割を果たす74HC02（購入機は高速版の74AC02）によって再び矩形パルスに成形されると考えました。そこで、トランジェント解析モデルでは74HC02の出力をパルス電源によって置き換えました。何れにせよ、電力増幅のBS170はスイッチング駆動のため、どのタイミングでゲート電圧のThresholdを切るかという問題になると思います。

実は、標準ライブラリの中に無い74AC02のLTspiceモデルをトランジェント解析モデルに一度組み込んでみたのですが、「括弧が足りない」旨のエラーが発生したため、使用を断念しました。

N-MOSFETのBS170のLTspiceサブサーキットモデルは＜http://ltwiki.org/files/LTspiceIV＞の中に見つかりました。シンボルは標準で備わるnmosのシンボルを流用しました。Zener Diodeの1N4756Aも同様です。サブサーキットモデルのため、シンボルのテキストファイルの中で「SYMATTR Prefix X」として「X」を指定することがポイントです。また、ライブラリパスの登録が上手く行かないことがあるため、回路図の中に直接「.lib ・・・」Directiveを記述しました。

チョークコイルL1は回路図に巻き数しか記載がないため、＜https://toroids.info＞でインダクタンスを計算しました。

トランジェント解析結果（40m）

40mのBS170のVgs（Gate-Source Voltage）、Vds（Drain-Source Voltage）、Id（Drain Current ）のトランジェント解析結果を以下に示します。

40mのトランジェント解析結果 - BS170のVgs、Vds、Idの関係

Vdsの傾きがゼロになる変曲点の谷でVgsがONになり、スイッチングしていることが分かります。フライホイール回路を最適化した理想的なE級増幅であれば、この変曲点のVdsはゼロボルトになっているはずですが、解析結果は12Vでした。トランジェント解析モデルに反映できていない浮遊容量等によって、実回路ではゼロボルトでスイッチングするのかもしれません。

あるいは、LPFのコイルL3がフライホイール回路のコイルを兼業しているため、最適化できていないのかもしれません。組立マニュアルには、出力の最適化のためにコイルL3の巻線間隔を微調整するように指示があります。

LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線電圧）のトランジェント解析、およびそのFFT結果を以下に示します。

40mのトランジェント解析結果 - LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線出力電圧）の関係

40mのトランジェント解析結果 - LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線出力電圧）のFFT

LPFによってVantは正弦波に近くなります。FFTの結果を見ると、LPF入力のVdsの第二高調波（14MHz）は基本波（7MHz）に対して6dBc小さいだけの強度を持っていますが、LPF出力のVantの第二高調波はLPFによって抑圧され、52dBcの強度となってスプリアス規格を満たします。LPFの抑圧能力は46dBc（= 52 - 6）となり、前述のAC解析結果より大きな値となっていますが原因は不明です。

一方、第三高調波（21MHz）の強度は44dBcもあります。これが、ウェーブトラップを第二高調波に最適化していない理由かもしれません。この仮説が正しければ、コイルL2に加えてコイルL3に対してもウェーブトラップを二重に設ける必要があるかもしれません。過去に調査したRS-HFIQにその実例があります。

Vant（空中線電圧）とIant（空中線電流）のトランジェント解析結果を以下に示します。

40mのトランジェント解析結果 - Vant（空中線電圧）とIant（空中線電流）の関係

これより、空中線パワーは1.9Wになります。奇しくも、先に組み立てた13TR-FT8トランシーバと同じパワーの予測になりました。両者の電力増幅回路の構成は似ているため、不思議ではないのかもしれません。

ただし、AFP-FSK Transceiverは5Wと紹介されているため、E級増幅の最適化が反映されていないことを意味しているのかもしれません。同じBS170を3並列で用いたQCXの場合は、5W前後が得られていました。

組立マニュアルには、出力の最適化のためにフライホイール回路のコイルL3の巻線間隔を微調整するように指示があります。回路図にコイルL3のインダクタンスの設計値の記載はありません。そこで、シミュレーションの利点を生かして、出力に対するコイルL3の感度を調べました。

フライホイール・コイルL3の最適化シミュレーション

＜https://toroids.info＞から巻数の指示に対するコイルL3のインピーダンスは1.3[μH]でした。シミュレーション探索の結果、最適インピーダンス1.6[μH]で3.1[W]が得られることが分かりました。まだ5[W]には届きませんが、コイルL3の調整で出力が変わることは事前に分かりました。

この時のVgs、Vds、Idの関係を下記に示します。

トランジェント解析結果 - BS170のVgs、Vds、Idの関係（L3=1.6[μH]）

Vdsの傾きゼロの変曲点は2V以下になりましたが、Vgsのスイッチングより後方に移動してしまいました。Vgsのスイッチング時のVdsは8Vであり、従来の12Vよりは小さくなっていますが、さらに改善の余地があります。タイミングを合わせるためには、コイルL3の調整だけでは自由度が足りないように思えます。

コイルL3を1.6[μH]にするためには、巻数を18回から2回増やしてコイルL2と同じ20回にする必要があります。巻線間隔の微調整だけでは達成できない値と思います。やはり、浮遊容量等の解析モデルに反映できていないパラメータの効果を含めて、実測で確認する必要がありそうです。

共振現象を応用するE級増幅回路が微妙なバランスの上に成り立っていることが分かりました。QCXと同じく、組立後の出力が思わしくない場合には調整能力（根気）が問われるキットと思います。

トランジェント解析結果（30m）

30mのBS170のVgs（Gate-Source Voltage）、Vds（Drain-Source Voltage）、Id（Drain Current ）のトランジェント解析結果を以下に示します。

30mのトランジェント解析結果 - BS170のVgs、Vds、Idの関係

Vdsの傾きがゼロになる変曲点の谷より少し遅れてVgsがONになり、スイッチングしていることが分かります。フライホイール回路を最適化した理想的なE級増幅であれば、この変曲点のVdsはゼロボルトになっているはずですが、解析結果は15Vでした。

LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線電圧）のトランジェント解析、およびそのFFT結果を以下に示します。

30mのトランジェント解析結果 - LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線出力電圧）の関係

30mのトランジェント解析結果 - LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線出力電圧）のFFT

LPFによってVantは正弦波に近くなります。FFTの結果を見ると、LPF入力のVdsの第二高調波（20MHz）は基本波（10MHz）に対して0.4dBc小さいだけのほぼ同じ強度を持っています。LPF出力のVantの第二高調波はLPFによって抑圧され41dBcの強度となりますが、スプリアス規格には届きません。第三高調波（21MHz）も42dBcの強度を持っています。

Vant（空中線電圧）とIant（空中線電流）のトランジェント解析結果を以下に示します。空中線パワーはわずか1.06Wになりました。

30mのトランジェント解析結果 - Vant（空中線電圧）とIant（空中線電流）の関係

トランジェント解析結果（20m）

20mのBS170のVgs（Gate-Source Voltage）、Vds（Drain-Source Voltage）、Id（Drain Current ）のトランジェント解析結果を以下に示します。

20mのトランジェント解析結果 - BS170のVgs、Vds、Idの関係

Vdsの傾きがゼロになる変曲点の谷でVgsがONになり、スイッチングしていることが分かります。フライホイール回路を最適化した理想的なE級増幅であれば、この変曲点のVdsはゼロボルトになっているはずですが、解析結果は10Vでした。

LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線電圧）のトランジェント解析、およびそのFFT結果を以下に示します。

20mのトランジェント解析結果 - LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線出力電圧）の関係

20mのトランジェント解析結果 - LPF入力のVdsとLPF出力のVant（空中線出力電圧）のFFT

LPFによってVantは正弦波に近くなります。FFTの結果を見ると、LPF入力のVdsの第二高調波（28MHz）は基本波（14MHz）に対して強度が大きくなっています。LPF出力のVantの第二高調波はLPFによって抑圧され50.2dBcの強度となり、スプリアス規格をボーダーライン上で満たします。一方、第三高調波（42MHz）は43.1dBcの強度を持ち、スプリアス規格を満たしません。第二高調波（28MHz）に最適化したウェーブトラップをLPFに備えた影響かもしれません。第三高調波（42MHz）に最適化したウェーブトラップをLPFに増設すると改善するかもしれません。

Vant（空中線電圧）とIant（空中線電流）のトランジェント解析結果を以下に示します。空中線パワーはわずか0.56Wになりました。

20mのトランジェント解析結果 - Vant（空中線電圧）とIant（空中線電流）の関係

LPFのトランジェント解析のまとめ

トランジェント解析によって、E級増幅回路のタイミング可視化の可能性があることが分かりました。ただし、一般的なことですが、シミュレーションの精度を確保するためには、リアルを反映したモデルの構築が必要です。

今回のモデルが十分な精度を有しているかどうかは、出来上がった回路を測定してみないと判断できません。しかし、推定される出力パワーが小さ過ぎるため、どこかに瑕疵か齟齬が有ると考えるのが妥当なような気がします。

例えば、リアルでもこれだけ効率が悪ければBS170が発熱し、FT8の15秒の連続送信に耐えられないと思われるのですが、特に放熱の仕掛けをキットは持っていません。前のバージョンではQCXのようにBS170を基板に密着させて放熱していたようですが、今回のバージョンではBS170は起立しています。5W出力で発熱しないことを前提にした設計になっているため、リアルの効率は高いと推測しています。

AFP-FSK Transceiver（４）LPFのAC解析

日乗

ワクチン3回目接種に行きました。当局居住地の自治体では「18歳以上×6か月経過者」のフェーズになっています。前回は最速で受けられる大手町の大規模接種センタにしましたが、今回は自治体の大規模接種センタにしました。大規模接種センタのワクチンは何れもモデルナでした。

会場までの市中は混雑していましたが、会場内は空いていました。待ち行列に並ぶことなく、各ブースに直行です。この時点での6か月経過者には年配者が多いため、やはりファイザーに需要が偏っているのでしょうか。

システムは大手町と同様です。多くの人員が配置され、接種ブースまで何回も丁寧に案内されました。唯一の違いは、接種ブースがカーテンで完全に目隠しされていることです。冬の着込んだ服装で肩を露出するための配慮でしょうか。

さて本題ですが、QRPGuys AFP-FSK （Audio Frequency Processed - Frequency Shift Keying） Digital Transceiver III のLPFの性能を事前に探るために、LTspiceシミュレーションを試みました。今回はAC解析の結果をご紹介します。次回にトランジェント解析の結果をご紹介したいと思います。

AFP-FSK Transceiver のバンド・モジュール

AFP-FSK Transceiver はバンド依存のフィルタ部をモジュール化し、バンドによってモジュールを差し換える仕様になっています。モジュールはバンド毎に値の異なる抵抗をIDとして搭載し、差し換えによって自動的に切り替えたバンドを認識する仕組みになっているようです。

バンド・モジュールを下記に示します。

バンド・モジュール：左側にLPF、右側にHPF、右端にバンドIDの抵抗を搭載
（組立マニュアルの図に追記）

バンド・モジュールは左側のLPFの他に、右側にRx信号線につながるコンデンサC25とインダクタL4を搭載します。当初、これらの役割が判然としませんでした。最初は、インピーダンス整合を図るハイパス型Lマッチ回路と推定しました。受信回路のインピーダンスは出力インピーダンス∞のFETスイッチの後段に付くR1によって51Ωになると思われます。これに対して、混合器SA612Aの入力インピーダンスは1.5kΩ以上です。しかし、51Ω - 1.5kΩのLマッチ設計法の検算をしても素子値が合いません。

廃版となった前バージョンのDSB Digital Transceiver II のホームページを調べたところ、バージョンⅠからⅡへの変更点として以下が挙げられていました。

• a high pass filter to help with BCB interference in troubled environments
• replaced the relay with solid state switching
• added a zener diode for atmospheric surge suppression
• designed a multi-band 160m-17m VFO as an easy plug-in option

使途不明の回路は、放送局からの混信を受ける局向けのHPFだったということが分かりました。Rx信号は前述のLPFを通過するため、合わせてBPFを構成することになります。送信パスのLPFのAC解析に加えて、受信パスのBPF（LPF＋HPF）のAC解析も併せて検討しました。

LPFのLTspice AC解析

LPFのAC解析モデル

AFP-FSK Transceiver のLPFは、コイル2個5素子のLPFにウェーブトラップのコンデンサ1個を加えた構成です。コイルのフットプリントは大きくなるため、小型化を志向するQRP機ではこの構成が多く見られるようです。

LPFのLTspiceモデルを40mを例に下記に示します。入力側に出力抵抗50Ωの交流信号電圧源を配置し、アンテナ電圧を評価しました。

LPFのLTspice AC解析モデル（40mの例）

コイルL2およびL3のインダクタンスの設計値は回路図に記載が無いため、toroids.info（https://toroids.info/T37-6.php）から計算しました。上図左上に40mバンドの結果を表示しています。

ウェーブトラップのコンデンサC21の40mバンドの設計値は68pFですが、感度および改良の指針を得るために、2つの値を追加して比較しました。

LPFのAC解析結果（40m）

40m LPF の LTspice AC解析結果

オリジナル設計値のC21=68pFでは、第二高調波14MHzの抑圧能力は-40.6dBcと推定されました。LPF入力段において基本波に対する第二高調波の強度が-10dB以下であれば、LPFの出力段では「50dB低い値」（5Wに対しては50μW以下）となり、スプリアス規格（スプリアス領域における不要発射の強度の許容値）を満たします。

この抑圧能力はQCX+とほぼ同じです。発振からLPFまでの送信機系統図もほぼ同じであることを考えると、AFP-FSK Transceiver もスプリアス規格に対してボーダーライン上のキットになる可能性が高くなりました。

オリジナル設計では第二高調波より右側の離れた位置にトラップ周波数が設定されています。普及価格のコンデンサは5%程度の公差を持っているため、ドンピシャのトラップ周波数を再現することは困難になります。キット販売元としては、北米の規制を満たす抑圧能力に対して無調整の再現性を重視しているのかもしれません。

規制の厳しい日本のユーザ個人としては、裏面にコンデンサを並列に追加調整することによってC21を80pF程度に追い込めば、スプリアス規格を満たせそうです。外付けのLPFまでは必要にならないということで一安心です。

LPFのAC解析結果（30m）

30m LPF の LTspice AC解析結果

オリジナル設計値のC21=47pFでは、第二高調波20MHzの抑圧能力は-34.1dBcと推定されました。LPF入力段において基本波に対する第二高調波の強度が-16dB以下でなければ、スプリアス規格を満たせません。

30mバンドも、オリジナル設計では第二高調波より右側の離れた位置にトラップ周波数が設定されています。30mは40mより調整が厳しいですが、C21を62pF程度に追い込めばスプリアス規格を満たせそうです。

LPFのAC解析結果（20m）

20m LPF の LTspice AC解析結果

オリジナル設計値のC21=33pFのままで、第二高調波28MHzの抑圧能力は-63.0dBcに到達すると推定されました。LPF入力段において基本波に対する第二高調波の強度が同じでも、スプリアス規格を満たせます。

20mバンドは、オリジナル設計で第二高調波とトラップ周波数がほぼ一致しています。コイルのインダクタンスのばらつき等の影響がなければ、無調整でスプリアス規格を満たせそうです。40mおよび30mと比較して設計思想に一貫性がないようですが、20mバンドに何か問題があったのでしょうか。

LPFのAC解析結果のまとめ

40mおよび30mのLPFは設計値のままでは、日本のスプリアス規格（スプリアス領域における不要発射の強度の許容値）に対してボーダーライン上の性能になる可能性が推測されました。20mのLPFはスプリアス規格を満たせそうです。

スプリアス規格を満たすためには、ウェーブトラップの周波数を決めるC21の調整が有効であるとの指針を得ました。

トロイダル・コイルを巻いた後にLPFを構成する素子のパラメータを実測して、LTspice AC解析を再試行する必要があると考えます。

バンドが高い周波数帯になるにつれて、LPFの挿入損失が増えることも分かりました。

BPFのLTspice AC解析

BPFのLTspice AC解析モデル

BPF（LPH＋HPF）のLTspice AC解析モデルを、40mを例に下記に示します。アンテナ側に出力抵抗50Ωの交流電圧源を配置して周波数を掃引し、受信側SA612Aの入力インピーダンス1.5kΩのIN電圧を評価しました。

BPF（HPF +LPF）のLTspiceモデル（40mの例）

BPFのAC解析結果（40m）

40m BPF の LTspice AC解析結果

HPFのコンデンサC25が設計値100pF（緑色）のままでは通過帯域の中心が8MHzとなり、7MHzで通過損失が発生することが分かったため、C25の最適化のために150pF（青色）と220pF（赤色）の評価を追加しました。

C25=150pFの時に通過帯域の中心が7MHzとなり、最適値であることが分かりました。なぜ100pFで設計したのでしょうか。実測すると浮遊容量などの影響で特性が異なるのでしょうか。北米の放送局の周波数がよほど近接しているのでしょうか。

BPFのAC解析結果（30m）

30m BPF の LTspice AC解析結果

HPFのコンデンサC25が設計値68pF（緑色）のままでは通過帯域の中心が12MHzとなり、10MHzで通過損失が発生することが分かったため、C25の最適化のために120pF（青色）と180pF（赤色）の評価を追加しました。

C25=120pFの時に通過帯域の中心が10MHzとなり、最適値であることが分かりました。

BPFのAC解析結果（20m）

20m BPF の LTspice AC解析結果

HPFのコンデンサC25が設計値47pF（緑色）のままでは通過帯域の中心が17MHzとなり、14MHzで通過損失が発生することが分かったため、C25の最適化のために100pF（青色）と150pF（赤色）の評価を追加しました。

C25=100pFの時に通過帯域の中心が14.3MHz付近となり、適正値であることが分かりました。

BPFのAC解析結果のまとめ

HPFのコンデンサC25の設計値が、どのバンドでも過小であり、通過帯域の中心が高域側にずれ、受信周波数で通過損失が発生することが分かりました。

HPFを構成する素子のパラメータを実測して、LTspice AC解析を再試行する必要があると考えます。

13TR-FT8トランシーバ （１９）交信準備と受信テスト

局免許の状況

自作送信機3台（40m QCX+(改)、20m QCX-mini、13TR-FT8(改)）増設の無線局免許状が無事に届きました。

何れもキットですが、スプリアスを実測し、「(改)」と付けたキットはLPF部を改良してあります。スプリアスの測定器はTinySAやUSBドングルSDRですが、先輩諸氏のBlogを参考にさせて頂くと、JARD保証でも校正の取れた測定器まではアマチュア無線局に要求されないようです。3台同時の増設申請となりましたので、当局はコストの安くなるTSS保証を利用しました。スプリアス測定結果は準備しましたが、TSSからの提出要請はありませんでした。

別の所にTSS保証の状況を書きましたが、改めてここにまとめます。

1. 2022/01/12
   TSSに送信機増設の保証願い一式を郵送。
2. 2022/01/14（LT～2日）
   TSSより保証番号と総合通信局提出のメール連絡受信。
   （TSSにおいて13TR-FT8の申請内容に軽微な補正措置あり。）
3. 2022/02/04（LT～21日）
   総合通信局より無線局免許状（2/3発行）を郵送受領。

初めての試みにして3台同時の増設申請でしたのでトラブルもあるかと思いましたが、補正のやり取りも無く平穏に待つのみでした。カレンダー上のリードタイム（LT）は、占めて23日でした。なんとか1か月以内に完了しました。

届いた免許状に送信機の増設が反映されている変更記載箇所が無く、いささか不安に駆られる変更になりました。どの送信機が免許されているかは自己の記録管理に依るしかないということですね。電子申請なら保証番号等と免許状変更申請の紐づけが成されるのでしょうか？。次回は電子申請を試みたいと思います。

FT8の準備

FT8では、シンプルなトランシーバで交信できることの裏腹に、ソフトウェアやIT環境の構築が重要になるようです。以下にように初期環境の構築を試みました。

WSJT-X

言わずと知れたFT8のdigital protocolを処理するソフトウェアです。当局は正真正銘？の微弱信号となるため、交信自動シーケンスを短くしたいと考えています。そのためにはJTDXの方が便利そうですが、まずは基本としてwsjtx-2.5.4-win64をインストールしました。

時計補正（Meinberg NTP Client）

wsjtxのマニュアルには、「PCの時計はステップ補正ではなく単調増加による補正が必要」と書いてあります。世の時計補正ソフトウェアは全てステップ補正を行っているように見えるのですが、単調増加による追い駆け補正機能をPC単体で実現できるのでしょうか？。交信中にステップ補正してはいけないという意味なら分かるのですが・・・。

「Windows10のインターネット時計同期機能を適切に設定するのでも良い」旨が書いてありますが、その方法の記載はありません。他を調べるとレジストリの編集が必要になる様子のため、マニュアルで推奨されているMeinberg NTP Clientをインストールしました。特に設定画面は無く、インストール後にhttps://time.is/で「あなたの時計はちょうどぴったりです。Time.is との差は -0.004 秒 (±0.015 秒) でした」と出るようになったため、補正機能は正常に働いているようです。

Win64 OpenSSL v1.1.1m Light

LoTWのDBへのアクセスに失敗する表示が出るため、マニュアルに従ってインストールしました。

QRZ.COM

FT8は定型シーケンスによる交信が基本になるため、DX局とのレポート交換以外の情報交換はQRZ.comなどを援用して行うことになるようです。そこで、日本のHelperスタッフOMに基本情報のデータベース登録をお願いしました。直ぐに登録して頂き感謝です。その後、Bioの文章や写真を編集登録しました。

eQSL

QRZ.COMの「QSL by eQSL?」をYesにして応答率を上げることを狙いに登録し、局免写真のアップロードにて本人確認を受け、eQSLカードを作成しました。

LOTW

QRZ.COMの「Uses LOTW?」をYesにして応答率を上げることを狙いに、TQSLへの登録を試みています。

eQSLと異なり、Authenticationには局免に加えて、別の政府発行書類が必要とのこと。困りました。昭和の電話級の従免はもちろんのこと、平成初期の３アマと２アマの従免にも英語表記はありません。運転免許証にも健康保険証にもない。天下のID＝マイナンバーカードにもない。令和の１アマを取らないとダメなのか・・・？。パスポートがありました。だんだん個人情報の送付が心配になってきますが、ID番号等は黒塗りで良いとのこと。

送付してしばらく経ちますが返信がありません。時機を見て再送が必要になりそうです。

追伸（2022/03/05）：
3/3付で迷惑メールフォルダに「Your LoTW Callsign Certificate」が入っていました。承認に9日かかりました。英語表記の無い従免だったからでしょうか？

TurboHAMLOG

Logger32は難しそうなので、日本語でFAQを調べられるTurboHAMLOGにJT-GET'sでログを転送することにしました。CQ誌2022/2月号がタイミング良く特集を組んでくれています。

JARL

QRZ.COMの「QSL by Mail?」にJARLのメール転送サービスを利用するのが便利かと考え、云十年ぶりに会員復帰しました。国内はeQSLよりhQSLの方がメジャーになるかもしれませんね。

13TR-FT8の受信テスト

暦の上では立春を過ぎましたが、もっと暖かくならないと仮設アンテナをベランダに展開できません。今は風邪等で病院のお世話にならないことが最優先です。とりあえず、室内にモービルホイップを仮設しました。

昼間は1局もデコードできませんでした。だんだん受信部の組立ミスが不安になる頃、日没を過ぎてブラジルと交信中のJA局がデコードできました。相手のブラジル局はデコードできませんでした。JA局をQRZ.COMで調べると、2km離れただけのお隣さんでした。

今回の実験の成果として、受信回路が正常に働いていることは確認できました。微弱信号に好適なFT8でも、室内モービルホイップによるDX交信は困難であることも確認できました。そしてQRZ.COMが便利なことも。DX交信への道は険しそうです。

追伸（2022/03/05）：
DX局に応答しているJA局の電波は夜間に数多く受信できますが、DX局の電波は近隣国の電波がたまに受信できる程度です。

AFP-FSK Transceiver（３）SA612Aの深耕

QRPGuys AFP-FSK （Audio Frequency Processed - Frequency Shift Keying） Digital Transceiver III の受信部に使われているDBM（SA612A）の勘所を事前に探るために、LTspiceシミュレーションを試みました。

なお、バージョンⅢの前のバージョンⅡのキットはDSBトランシーバとなっており、SA612Aを送信機のDBMとしても使用していたようです。

LTspiceモデル

受信部のユニットは混合器のSA612AとオーディオパワーアンプLM386の２つですが、どちらもデバイスメーカ提供のLTspiceモデルはありませんでした。

SA612AのLTspiceモデル

W3JDR局が公開しているLTspiceモデル（SA612.ascおよびsa612.asy）を利用させて頂きました。シンボル（sa612.asy）の中の回路図（SA612.asc）を開くことができました。この回路図のパラメータを実測によって決めていったようです。先人の努力に感謝です。

SA612のLTspiceモデル回路図（W3JDR局公開）

LM386のLTspiceモデル

著名なアンプですが、LTspiceモデルを探すのに苦労しました。「the EasyEDA Tesseract DIY Guitar Practice Amplifier」というギター練習用アンプのDIYページで、subckt model（サブサーキットモデル：等価回路モデル）のLM386EE.subが見つかりました。

こちらはシンボルが無かったため、LTspiceに標準で備わるLM308.asyを流用改造してLM386EE.asyを作りました。

LO発生器のLTspiceモデル

MS5351Mの出力をPULSE（矩形波）電圧源で近似しました。

LO発生器のLTspiceモデル（PULSE電圧源）

注意点としては、周期（Tperiod）やデューティ（Ton）の有効桁数を十分に取らないと、復調したAFが大きく乖離してしまいます。LO周波数との差が大きいためと思われます。

今回はLOを7MHz、RFを7.002MHz（AF=2kHz）としたため、PULSEの仕様は以下としました。有効桁数が足りないと問題が生じることが悩んだ末に分かったため、Excelの標準有効桁数目いっぱいの数値をそのままペーストしました。

• Ton       = 71.4285714285715ns
• Tperiod = 142.857142857143ns

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceモデル

以上のモデルを使用した受信部全体のLTspiceモデルを下記に示します。SA612の存在感が大きくなりました。

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceモデル

LTspiceシミュレーション結果

時間領域の応答結果

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceシミュレーションの時間領域応答結果

AF=2kHzの周期は0.5msであり、AUDIO信号を復調できているようです。

RF=200mVを注入しましたが、AF=120μV程度と小さい出力しか得られませんでした。LM386のシンボル作成でピン配置を間違えたのでしょうか？。上手く間違えないと、動作しないと思うのですが・・・。

周波数領域の応答結果

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceシミュレーションの周波数領域応答結果

時間領域応答結果をFFTした結果です。AF=2kHzの復調が確認できます。RFは矩形波ですが、7MHzより低周波側にノイズの発生は無いようです。

追記（2022/02/10）

LM386の新しいLTspiceモデルが＜http://ltwiki.org/files/LTspiceIV＞にて見つかりました。こちらは、シンボル（Lm386.asy）とサブサーキットモデル（Lm386.sub）の両方がサポートされています。早速、LM386のモデルを差し換え、追試を行いました。

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceモデル（LM386換装）

時間領域の応答結果

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceシミュレーションの時間領域応答結果（LM386換装）

ノイズの小さい2kHzのAudio信号を復調することができました。5msecのシミュレーションでは電解コンデンサ等の過渡応答が収束していませんが、振幅は±0.7V程度が得られています。

周波数領域の応答結果

AFP-FSK Transceiver 受信部のLTspiceシミュレーションの周波数領域応答結果（LM386換装）

時間領域応答をFFTした結果から、2kHzのAudio信号の復調が確認できます。7MHzのRF搬送波がノイズになりますが、S/N＝52dBcで抑圧できていることが確認できます。前回とは大きな違いです。

前回のシミュレーションには、LM386のLTspiceモデルに瑕疵があったことが確認できました。シンボルの流用作成が上手く行っていなかったのかもしれません。エラーで止まれば容易に気付くことができますが、間違っていても出力が得られると切り分けが難しくなります。

AFP-FSK Transceiver（２）系統図の考察

AFP-FSK Transceiverの系統図

QRPGuys AFP-FSK （Audio Frequency Processed - Frequency Shift Keying） Digital Transceiver III の回路図から送信機／受信機の系統図（β版1.0）を起こしてみました。

AFP-FSK Digital Transceiver III の系統図（β版1.0）

図中の送信機系統図（赤線）の「AF増幅」はUSBサウンドカードが担います。よって、素子名は不明なため「AFアンプ」としています。まだ回路を十分に理解できていないため「β版1.0」とし、修正が生じたらバージョンを更新したいと思います。

送信機系統図

送信機系統図はQCXに似ています。MS5351Mによる方形波発振によって3並列のBS170を（おそらくE級増幅モードで）ON/OFF駆動し、LPFで（理想的には）基本波のみを通過させています。出力電力が5Wと言うのも同じです。

スプリアスへの対応

QCXを組み立てた経験から判断すると、IMDを発生する要素は無いと思われるため、帯域外領域規格の遵守には問題が無いと予想されます。しかし、スプリアス領域規格に対しては、LPFの能力が不足する可能性が心配されます。

QCXのLPFはトロイダルコイル3段7素子の構成でしたが、日本のスプリアス規格に対してボーダーライン上の性能だったため、ウェーブトラップ用コンデンサを付加しました。

13TR-FT8トランシーバのLPFも同じ構成でしたが、やはりウェーブトラップ用コンデンサを付加しました。

AFP-FSK TransceiverのLPFはトロイダルコイル2段5素子の基本構成にウェーブトラップが付加されています。QCXや13TR-FT8トランシーバと同じ構成のLPFに改造するためにはトロイダルコイルの追加が必要となり、難易度が高くなります。

保証の観点

送信機系統図を保証する側の観点から考えてみます。発振からLPFまでの系統はQCXで実績があり、スプリアス規格を満たしていれば問題ないものと思います。やはり、周波数安定性や周波数許可帯域遵守を保証するために着目するのは、ATMEGA328Pに実装された周波数制御演算機能の中身になると思われます。

周波数制御の性能や帯域遵守を主張するためには、QRPGuysが「the nuts and bolts of the methods」としているプログラムを解読する必要があります。幸い公開してくれているため、保証の問い合わせが有った場合に技術的主張を展開する材料と成り、必要があれば改良して書き込むこともできます。

まず着目するのは「AUDIO周波数測定」です。「AUDIO周波数測定」は、ATMEGA328PのA/Dコンバータを使用してAUDIO信号を取り込んでから測定するのではなく、ATMEGA328PのアナログコンパレータにAUDIO信号を接続し、周期信号のゼロクロス点で割込みを発生させてクロックを計数することにより周波数を測定しているようです。したがって、クロックから測定分解能や測定安定性を主張できると思います。

しかし、元のアナログAUDIO信号にノイズが混入する等して測定値が異常値になると、搬送波周波数が正しくても異常送信周波数を指令する可能性があります。この問題は、AUDIO周波数測定値をAF上限リミットと比較して送信許可を制御する機能があれば解決できます。プログラムの中にその機能を認めたため、具体的な措置として主張できると思います。

次に「搬送波周波数指令値」に対しては、許可帯域に対応した上下限のリミット機能が必要になるものと思われます。プログラムの中にバンド毎の上下限のリミットの定義を認めました。VFOの「搬送波周波数指令値」をリミットと比較して「帯域診断フラグ」をセットするコードも認めました。しかし、その「帯域診断フラグ」を使用している箇所が見つかりません。リミットの精査と合わせて「帯域診断フラグ」を使用した送信許可機能の追加が必要になるかもしれません。

とは言っても回路を追加・改良する必要はなく、組込みCのプログラミング・コンパイルとATMEGA328Pへの書き込み手順を習得すれば改良を何回でも試せます。そこが変調方式（FSK方式）を数値演算方式に変えたAFP-FSK TransceiverのSDRに通じる利点です。

受信機系統図

受信機系統図はシンプルな構成です。混合器（SA612A）とAF増幅器（LM386）の僅か2素子で構成されています。

SA612A

SA612A は 初見ですが、アナログICチップに集積したモノシリックの Double-balanced mixer and oscillator のようです。

SA612AのBlock Diagram
（データシートhttps://www.nxp.com/docs/en/data-sheet/SA612A.pdfより）

ブロック図を当てはめると、確かにLOとRFの掛け算を行っています。回路図のピンにDC電圧が記入されていました。内部のトランジスタのバイアスと思われます。このバイアス電圧が測定できなければ、SMDのはんだ付けを失敗しているか、ICが壊れている可能性が高いというQRPGuysからのアドバイスでしょうか。

SA612A の主な用途は cordless phone/cellular radio のようですが、欧米HAMのQRPトランシーバで人気があるようです。日本でもOM諸氏から自作に使用した報告があります。

今では秋月電子通商にて扱いがある（180円）ため、SMDのはんだ付けに失敗して飛ばしても？大丈夫そうです。なお、リード間隔が狭い鬼門のMS5351MだけはPCBに実装済みでした。

SA612Aはゲインが高い特徴から受信機を2素子で構成できるようですが、13TR-FT8トランシーバのように水晶ラダーフィルタに通していないため、逆サイドバンドも合わせて受信してしまうのではないかと思われます。多バンド複数ディジタルモード対応で逆サイドバンドを抑圧するためには、スーパーヘテロダインのような構成が必要になり素子数が増えてしまいます。AFP-FSK Transceiver の受信機系統はフットプリントやコストを優先した構成になっているようです。

ギルバート・セル

SA612Aの内部回路は（彼の有名な）「ギルバート・セル」である・・・とのこと。この一般常識？も初見だったため調べてみました。SDR普及後はアナログ回路技術で優劣が決まる時代になると思います。SDR技術とアナログ回路技術の習得は対の課題です。RF-SDRではSA612Aはプログラムに置き換えられてしまいますが、AF-SDRではダウンコンバータは残ります。

「ギルバート・セル」は、バリー ギルバート （BARRIE GILBERT） 博士の1968年の発明に由るようです。博士はAnalog Devices, Inc. のフェロー、IEEEフェロー、全米技術アカデミー会員とのことです。レジェンドですね。（ちなみに当局は IEEE Member 止まりでした。）「デジタル全盛の今、なぜアナログ技術に注目しなければならないのか――」の問いに対して、下記ウェブキャストで博士が答えてくれています。

「ギルバート・セル」については、W2AEW局による下記YouTubeビデオが分かり易いと思いました。段階を追ったノート上の指による概念シミュレーション？とブレッドボードの実験が分かり易い説明になっています。変調器の実験になっていますが、LOとAFの掛け算が実現できることが良く分かります。（当局にとっては）英語が少し早口なので、スロー再生と英語字幕自動生成で見ました。（ノートにIc2とIc3の間違いがあるような・・・！？）

SA612A内部の等価回路（ギルバート・セル）とAFP-FSK Transceiverの結線を下記に示します。（作動増幅器ペアのコレクタ結線に誤植があるようです。）

SA612AのEquivalent Circuit（Gilbert Cell）
（データシートhttps://www.nxp.com/docs/en/data-sheet/SA612A.pdfより）

下部の差動増幅器に入力したRF信号が上部の差動増幅器ペアの増幅率（コンダクタンス）を決めています。上部の差動増幅器ペアにはLO信号が入力されているため、コレクタ電圧差には LO x RF が現れます。